輔助電源，也就是交直交主回路意外的其他變換電源，一般我們習慣叫開關電源。開關電源綜合應用了半導體變流技術、電子及電磁技術、自動控制技術等電力電子技術，它和線性穩壓電源相比，具有功耗小、效率高、體積小、重量輕、穩壓范圍寬等突出的特點，因而被廣泛應用變頻器的輔助電源。但開關電源突出缺點是產生較強的電磁干擾EMI。它產生的EMI信號，既占有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。這些EMI信號經過傳導和輻射方式污染電磁環境，對通訊設備和電子儀器造成千擾。如果處理不當，開關電源本身就會變成一個子擾源。
由于IGBT模塊化的程度越來越高，主回路的設計不再那么復雜，反倒是開關電源這塊兒顯得更為難搞。今天我們就來簡單聊一聊開關電源部分。
之前我們在DC-DC部分講過幾個主要的電路拓撲，有聊過正激和反激兩種轉換方式，而對于小功率開關電源設計中，單端反激式變換器是應用最為廣泛的一種拓撲，多路輸出較為方便。
02單端反激式原理我們在來簡單地了解一下單端反激式的變換原理，下面是一個簡單的電路圖:
單端反激變換電路是脈沖變壓器原副邊隔離多輸出的結構，原邊開關Q1導通，從同名端的標注可知，副邊感應電壓因二極管D反向不能產生回路電流，原邊輸入能量以磁能形式存儲在隔離變壓器(也是電感器)中；當開關Q1斷開時，二極管D正向偏置導通，副邊對電容充電和對負載供電的電流。由于開關Q1與二極管D的工作相位相反，即開關Q1關斷時D開通，耦合能量經副邊傳至負載，因此稱作反激式變換器。該電路的優點就是簡單，只需要一個磁元件，一個開關就可以完成多輸出隔離，降、升壓的要求。
該電路的磁元件設計有一定要求，它既是隔離變壓器，又是儲能的電感，在多繞組輸出時要求有良好的交叉調節特性（即副邊繞組相互之間耦合小）。由于隔離變壓器具有儲能作用，為了使磁芯不易飽和，一般使用軟磁粉末壓制的磁芯并增加磁芯氣隙來增大磁芯的儲能，使其不易達到飽和。
這里使用了反饋回路進行輸出電壓控制，確保不同負載下輸
出電壓的穩定(普遍都會有此反饋)。
接下來我們以一個例子來聊聊反激式開關電源的設計步驟。
03設計和計算設計要求：
1、輸入電源范圍：DC250V～DC850V
2、電源輸出穩態精度指標：
第1路：輸出電壓+15±5％V，輸出功率33W；
由此進行二次穩壓，輸出電壓+5±5％V，輸出功率4W；
第2路：輸出電壓-15±5％V，輸出功率2W；
第3路：輸出電壓24±10％V，輸出功率10W；
【注】：
①第1路和第2路為共地電源，第3路為獨立電源；
②當輸入電壓小于400V時，開關電源能正常工作，輸出功率可降為20W，當輸入電壓在400V~800V時，要求輸出功率能達33+2+10=45W。
3、電壓紋波指標：各路輸出紋波<2％。
4、電源噪聲指標：各路輸出噪聲<5%(20MHz)。
5、輸出功率指標：輸出功率10～45W
6、絕緣耐壓及安規指標：電源輸入對輸出耐壓3750VAC。功率模塊(1200V模塊)驅動電路電源之間絕緣電壓2500VAC。功率模塊(600V模塊)驅動電路供電的電源之間絕緣電壓1200VAC。
確定拓撲
由于電源輸出路數較多，且輸出功率不大，電路選取完全能量傳遞方式單端反激式電路結構，如下圖：
開關管驅動控制芯片選電流控制型PWM芯片UC2844(這類芯片也是蠻多的，系列延伸也多，大家可以去了解一下)，輸出穩壓控制采用TL431基準源，開關頻率設定為41kHz。
確定電源工作狀態參數
①計算變壓器原邊輸入功率
我們這里假設變壓器的傳輸效率是95%，那么其原邊的輸入功率為：
Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W
②確定最大導通占空比
設最小輸入電壓Uin,min=400V時，Dmax=31%
③確定開關頻率和變壓器原邊電感量
當輸入電壓為400V時，
假設開關頻率f=41kHz，則有
取L=4mH。
④計算變壓器原邊電流峰值
⑤最大導通時間
⑥確定變壓器變比并計算反激時間
由于變壓器工作在完全能量傳遞方式，其激磁和去磁的伏秒積相等，故有：
假設K=13，則：
⑦校驗
滿足能量傳遞方式的要求。
變壓器繞組電流的計算及線徑、匝數的選取
①計算變壓器原邊電流有效值
②變壓器原邊繞組線徑的選取
取導線的電流密度為24A/mm ，則線徑：
實際選取0.5mm。
③計算副邊繞組電流峰值
副邊繞組電流與負載電流波形如下：
在電路穩定工作時，流過副邊繞組濾波電容的平均電流為零，因此有副邊繞組電流的平均值等于負載電流，即：
第一路：
第二路：
第三路：
④計算副邊繞組電流有效值
第一路：
IS1=0.462*6.88=3.12A
第二路：
IS2=0.462*0.41=0.19A
第三路：
IS3=0.462*1.3=0.6A
⑤副邊繞組線徑的選取
按計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響，當直徑大于兩倍穿透深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當f=40kHz時，圓銅導線的穿透深度為0.3304mm，所以這里采用多股導線并繞，取導線的電流密度為24A/mm ，則線徑：
第一路：
實選0.75*4mm
第二路：
實選0.5mm
第三路：
實選0.75mm
⑥變壓器原邊匝數計算
實選130匝。
其中：
ΔB——磁感應強度(單位:T)，與磁芯材料、繞組電流大小和匝數有關
A——磁芯截面積(單位:2 mm)，這里選EC35磁芯。
此處Ton的單位用us。
⑦變壓器副邊主反饋繞組匝數計算
第一路：
⑧變壓器副邊其它繞組匝數計算
第二路：
第三路：
實取15匝。
副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算和電容選取
①按輸出紋波電壓的要求計算最小輸出電容
當電路穩定工作時，對任意負載均有：
其中：C為電容容量，Rc為電容阻抗。
各路輸出紋波電壓根據要求按1%計算，得各路電容應滿足的必要條件：
第一路：
第二路：
第三路：
②副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算
第一路：
第二路：
第三路：
③濾波電容的選取
綜合考慮以上3個條件：容量、阻抗、紋波電流的大小，選取以下電容：
第1路：
3*1000uF/35V，其并聯后的阻抗小于0.019Ω，允許紋波電流大于5.19A；
第2路：
560uF/35V，其阻抗小于0.082Ω，允許紋波電流大于1.16A；
第3路：
1000uF/35V，其阻抗小于0.058Ω，允許紋波電流大于1.71A。
副邊整流二極管的選取
①二極管反向耐壓
第一路：
第二路：
第三路：
考濾開關電源上電時的沖擊電壓，以上各管均選反壓200V以上的二極管。
②二極管正向電流及損耗
第一路：
第二路：
第三路：
整流二極管截止時，承受的反向電壓值
選取整流二極管要保證反向耐壓值URM＞UDP，整流二極管電流有效值應滿足IF＞Po/Uo=Io。
此外，為減小輸出紋波和噪聲，變壓器副邊輸出整流二極管應選快恢復二極管，且負載較大者應在副邊整流二極管兩端并聯阻容吸收電路，注意吸收電容的耐壓值要高，這里取R=100Ω，瓷片電容C=470pF，耐壓1kV。
開關電源原邊電路參數的計算
原邊電路圖如下：
①驅動電阻Rdrv的選取
這里Vcc>15V，當開關管Q的G極電壓達10V時，開關管能完全開通。為了使開關管的開通和關斷損耗最小，則應使：
取Rdrv=33.3Ω，其損耗為
P=fCiVCC2=41*0.99*152/103=9.1mW
其中
Rdrv——開關管門極驅動電阻
Ci——開關管Q的輸入電容
tr,tf——開關管開通和關斷時間
②電流采樣電阻Rs的選取
由于UC2844的第3腳電平大于等于1V時，其第6腳輸出低電平，則為了使電源能輸出最大功率，選：
Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω
實際選用1Ω/1W。
③電流環濾波時間常數R1C1的確定
本電路主要是為了濾除門極驅動電流對UC2844第3腳電平的影響，一般門極驅動電流影響UC2844的電平小于0.1V能滿足要求。故有：
解得
R1C1≥193.8ns
取：R1=1kΩ，C1=470pF
④吸收電路參數RCD的計算
a.電容C的選取
吸收電容的容量計算：
設原邊電感的漏感儲能全部由電容轉化為吸收電容的儲能，則：
其中：
Ls——原邊電感漏感
C——吸收電容容量
Uc——吸收電容電壓
一般要求ΔUc＜50V，Ls＜120uH，則C可選：
吸收電容耐壓的計算，電容耐壓的選取：
Vc＞13*15+50=245V
我們這里取600V。
b.吸收電阻的選取
這里我們選取：R=51K/2W*2，其損耗為
P=(13*15)2/(102*1000)=0.373W
c.二極管D的選取：
反向耐壓要求
VR＞800+13*15+50=1045V
由于變壓器電感的電流峰值才0.76A，故選：D=1A/1400V可滿足要求。
⑤開關管Q的選取
直流母線電壓短時可能達到850V， 所以MOS管截止時，集射極間承受的最大峰值電壓
UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V
MOS管最大電流為
Ip+IRCD=0.95+0.265=1.215A
式中，IRCD為MOS管導通時RCD吸收電路產生的電流，可由下面吸收電路計算得到。
考慮到啟動瞬間MOS管電壓比正常工作時要高，所以選擇1500V的MOS管，其損耗為
式中，
Co.Q——MOS管輸出電容，125pF
Ron.Q——MOS管導通電阻，10Ω
tf——MOS關斷時的電流下降時間，60ns
⑥啟動電阻R2、R3的選取
依UC2844資料，其最大靜態工作電流為1mA，則應使：
選取：R2=100K/2W*2+51K/2W*2；R3=100KΩ。
⑦啟動電容C2的選取
a.副邊輸出電壓上升時間tro的計算：
由于在副邊電壓上升的過程中，電壓環不起作用，僅有電流環起作用，電源進入限流工作模式，按變壓器的傳輸效率為0.95計算，有：
b.啟動電容C2的估算：
UC2844資料表明，當電源電壓低于10V，UC2844停止工作，其工作時最大工作電流為17mA，考濾其外圍電路的影響，取20mA。為了確保電源能一次性啟動完成，同時留1V裕量，應使：
(16-11)C2≥20tro
C2=4tro=36uF
暫取C2=100uF。
⑧打嗝電阻R4的估算
即
R4=133Ω
根據經驗，我們這里暫取R4=50Ω。
⑨振蕩電阻電容的選取
由于振蕩頻率為輸出開關頻率的兩倍，根據UC2844資料，選：
RT=4.7KΩ，CT=4.7nF
實際設計中，這兩個參數還需要根據實驗進行調整。
⑩開關管Q的功耗計算
電壓控制環參數計算
電壓反饋電路如下：
副邊電壓變化速度不快，故可采用低速光耦，適用的光耦有：TLP521、PS2501、PC817等，這里采用PS2501，其最小電流傳輸比為80％。為了能反映反饋電壓的變化，光
耦應工作于線性區，所以當反饋電壓為+15V時，設計光耦副邊電流為1mA，其原邊電流IF＝1.25mA，原邊壓降UD＝1.2V，I431A≈2mA。此處TL431A作比較器用， 即由R1、R2確定的REF端電壓U8與TL431A內部的2.5V基準電壓進行比較，因此陰極電位由外部電路決定。當反饋電壓為+15V時，U8＝2.5V，設定陰極電位U陰極為11V（U陰極可以設定的范圍為+5V~+12V，若設定值太大，管子功耗將大大增加）。當反饋電壓大于+15V時，U8增大，U陰極減小，IF增大，UC2844調節副邊電壓降低。同理可分析反饋電壓小于+15V的情況。
①分壓電阻R1、R2的選取
忽略TL431的Iref（約4uA）的影響，則有：
選：R1=10KΩ，R2=2KΩ
②電阻R7的選取
根據UC2844的資料和前面計算結果，得：
得VP1=3.68V
為了不使光耦原邊工作電流過小，取R7=1KΩ，此時流過光耦副邊的電流為：
(5-3.68)/1+1=2.32mA
根據PS2501資料查得此時光耦原邊電流約1.55mA，壓降
約1V。
③電阻R4、R5的選取
為了使電源有較好的電壓調節范圍，設計時選TL431第1腳的工作電壓為10V左右。
R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V，取R4=R5，得R4=R5=2.6KΩ，實取R4=R5=2KΩ。此時TL431第1腳的工作電壓為11V。
④比例電阻R3和積分電容C2的選取
此電源設計時其開關周期為24.4us，為使電源有較好的穩定度，選取R3C2約為開關周期的4~5倍，即
24.4*4=97.6＜R3C2＜24.4*5=122
選R3=10KΩ，C2=10nF
⑤微分電阻R6和微分電容C1的選取取
為使電源有較快的動態響應速度（小于1周期），同時又不致于過于靈敏，選：
R6C1=20us，取R6=2KΩ，C1=10nF。
以上的計算只是初步的，具體還需要根據實驗進行調整！
電源輸出過壓保護電路
原理圖如下：
電路的工作電源為UC2844的電源，電路的保護輸出端為Q3的集電極。電路在上電或正常工作時，穩壓二極管DZ1截止，Q2由于其基極下拉電阻R5而處于截止狀態，Q1由于其基極上拉電阻R1也處于截止狀態；同時Q1和DZ1的漏電流在R5上的壓降不致Q2導通，Q2的漏電流在R1的壓降不致Q1導通，由于Q1、Q2的正反饋作用，Q3處于截止狀態。當電源輸出過壓時，UC2844電源的電壓也隨之增大，當大于約18.6V時，DZ1、Q2、Q3導通，Q3導通使開關電源停止工作，Q2導通使Q1導通，同時由于Q1、Q2的正反饋作用，使其處于保持導通狀態，直至UC2844的電源電壓低于某值，流過Q1、Q2的電流小于其保持電流，電路才恢復截止狀態。但由于UC2844的電源有300KΩ的啟動電阻與開關電源的輸入相連，使流過Q1、Q2的電流大于其保持電路，因此電路有可能會一直處于保護狀態，直至變頻器掉電。但若電路參數設計得當，電路則工作于過壓打嗝保護狀態。
①器件功能
? 穩壓二極管DZ1，過壓設定值；
? 電阻R2~R4，三極管Q1~Q3的基極限流電阻；
? 電阻R1，三極管Q1的基極上拉電阻；
? 電阻R5，三菜管Q2的基極下拉電阻；
? 三極管Q1、Q2，與周圍電阻構成觸發保護電路；
? 電容C1、C2，濾波電容，提高電路的抗干擾性能。
②參數計算
a.選DZ1為18V的穩壓管，選Q1為PMBT4403的三極管，Q2、Q3為PMBT4401的三極管；根據Q1~Q3的資料，取其電流放大倍數均為30。
b.取R2=R3=R4=R5，同時能使電路在UC2844電源電壓低于5V時自動解除封鎖，則：
得：R2=11.1KΩ，取R2=R3=R4=R5=10KΩ。
c.為使電路能自動解除封鎖，則R1應滿足：
得R1<1.3KΩ,取R1=1KΩ。
d.由于本電路要具有一定的抗干擾性能，同時本電路對過壓保護的速度要求不高，電容C1、C2選常用的0.1uF電容。
04開環DC/DC開關電源
在大功率機型中，每個IGBT的驅動需要提供一個正向開通電源和一個反向關斷電源，6路IGBT需要6組電源，這些電源一般通過DC/DC變換得到。由于該電源的原邊電壓來自前級的AC/DC變換，電壓值一般比較穩定（12V、15V或者24V），因此這里的DC/DC變換采用開環控制即可。
如下圖：
通過合理設定NE555的開關頻率和占空比和脈沖變壓器的變比，可以得到穩定輸出的直流電壓，無需反饋。由于是低壓DC/DC變換，開關管使用的是低壓高速mos管，NE555的開關頻率一般可以到100k，這也提高了脈沖變壓器的轉化效率。
